芯耀
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接着上一篇文章 收发信机基础知识---发射机设计你应该知道的知识（一）
一、载波泄漏
1、什么是载波泄漏
在发射机里，模拟基带电路产生正交信号时会出现直流偏移（DC offset）。简单说，这是电路中不该有的直流分量，会干扰正常信号传输。
它主要来自本振（LO）泄漏。当LO信号泄漏到基带电路里，就会在基带中产生较大的直流偏移，严重时会让基带电路饱和，影响整个系统工作。
总共有两种，分别是Vos1和Vos2，它们属于混频器输入端口的两类直流偏移，具体可以用下图来表示。
因为基带部分有模拟电路和混频器，所以会出现直流偏移（DC offset）。这可以看成是混频器的输入偏移，也就是这里存在一个直流电压。当这个直流电压加入后，它的影响就会表现出来。
在输出端，除了我们需要的GMSK信号外，还会产生两个不需要的信号，这就是问题所在。我们可以用“载波泄漏”来衡量这种现象。
2、载波泄漏会导致哪些问题？
（1）载波泄漏会使信号星座图失真。
以如下QPSK调制为例：
a1和a2的取值为（11, -11, 1-1, -1-1），此时信号需乘以余弦和正弦的幅度，但同时会叠加额外成分。由于这些偏移量引入了多余项，会改变/扭曲信号，进而导致星座图变形。
原本应得到a1Vo和a2Vo的取值，而载波泄漏会使幅度增大，相当于引入了额外功率，最终导致星座图偏离理想位置。
假设示意图里是一个移动系统，比如GMSK收发信机这样的发射机，每次向基站发信号时，基站会根据接收的功率电平调整自己的发射功率，来和移动设备通信。举个例子，当移动设备离基站近或者远的时候：
- 要是基站收到近距离移动设备的信号，能判断它位置近，之后给设备发信号时，就会按距离调整功率电平；
- 要是移动设备离基站远，它发的信号会衰减，基站通过接收信号强度判断出它离得远，就会发比近距离时更强的信号。这是因为幅度低的信号要是没被足够放大，传输中可能过度衰减，导致移动设备没法用可接受的信噪比（SNR）检测到信号。
但如果有载波泄漏，载波功率就会占主导，让测量实际信号功率更困难。之前说过，理想情况下余弦和正弦信号幅度是aVo，但载波泄漏会引入额外功率。偏移值高的话，载波功率占比太高，基站会因为泄漏问题，没法准确测出真实功率。
3、如何降低载波泄漏？
- 精密电路设计：通过优化电路结构来减少泄漏；
- 增大GMSK信号幅度：提高有效信号的幅度能相对降低泄漏的影响，但得注意混频器如果进入非线性工作区，幅度提升就会受到限制。
核心目标一直是降低相对载波泄漏指标，但幅度调整有上限，需要在电路的线性工作范围内平衡设计。
参考上面的系统框图，当系统在工作但不发送任何信号时，偏移量Vos1和Vos2会传输到输出端，这时候功率检测器会测量这个偏移量的功率。因为这时候没有新信号发送，功率检测器检测到的功率就只来自偏移量，然后会把它数字化（有时候会存到存储器里，因为偏移量可能随着发射机工作状态变化，不同偏移量对应的功率值不一样，所以得动态调整，不能固定处理）。
数字化之后，通过DAC生成带负号的偏移量。就像图里展示的，这个负偏移量能和原来的偏移量相互抵消，最后让偏移量归零。这是一种高效又常用的方法。
二、发射机的线性度
1、什么是线性度？
线性度是数学关系或者函数的特性，它的图形能表示成一条直线。线性关系在图像上就是直线，我们一直希望系统能输出这样的结果，但实际上要构建完全线性的系统特别难，最后往往都会有非线性的特性。
在线性系统的一阶项之外，还有两类项，分别是二阶非线性和三阶非线性。不过非线性项不只是这两类，可能还有更高阶的项。因为三阶以上的项相对比较小，一般可以忽略，但在高灵敏度系统里还是得考虑。
2、发射机中的线性度
讨论线性度时，需特别关注发射机的两个模块：混频器和功率放大器（PA）。混频器基带端口的过度非线性会导致信号失真或提升邻道功率。
3、什么是邻道？
邻道指的是紧挨着某个特定信道或频率上下两侧的信道或频率。以发射机输出为例，假设中心频率是fc（比如GMSK调制的情况），理想状态下信号功率应该都集中在信道带宽里面，但因为各种电路缺陷，可能会出现带宽外的功率泄漏，就像下图里标“adj”的部分那样。
这些邻道干扰是我们不想要的，因为它们会干扰其他信道，最后产生噪声，而这是我们需要避免的。由于发射机内部存在一些误差，会产生干扰信号，所以我们得降低信道周围的功率。这里面，混频器的线性度就是一个问题。
4、发射机中的混频器非线性
在混频器的基带端口，由于基带电路或混频器本身的原因，可能会产生非线性。参考上述发射机的GMSK调制电路，之前我们有a?Acosφ和a?Asinφ，但由于非线性，会产生第三个分量a?A?cos3φ（额外分量）。让我们看看混频后会发生什么，输出端会得到以下方程：
方程里有GMSK调制的部分，但能看到存在额外分量，这是幅度上的问题，会让信号失真，可能降低信号质量。其实我们生成了两个GMSK信号，第二个信号带宽更大。理想状态下，我们想在目标信道周围增强功率，但这会导致邻道功率升高——而我们不允许信道外出现任何功率。
可由于这种高带宽特性，就会产生额外功率，这就是线性度方面的难题。为了避免这个问题，我们必须设计一个线性混频器。
5、发射机中的功率放大器非线性
在线性度方面，级联系统的最后一个模块（不考虑匹配电路）特别重要。我们把各级叫做阶段1、阶段2和阶段3。功率放大器（PA）输入端的信号摆幅比较大，输出端的摆幅更大。所以，PA输出端会有最大的电压摆幅，这个阶段决定了发射机的线性度和压缩特性，因此我们必须关注PA的线性度。因为线性度在这里很关键，所以我们必须考虑压缩点（cp）。
6、什么是压缩点？
压缩点指的是在图表里，线性放大器和非线性放大器在基波频率下的输出幅度差为1dB的那个点。也能理解成非线性放大器输出比线性放大器输出低1dB的点，这个压缩点是用来衡量系统非线性程度的。关于非线性系统的更多内容，可以参考“增益压缩”。
这就意味着，如果想让系统保持线性，功率放大器（PA）必须工作在压缩点之前。不能把PA的输入功率增加到超过上图显示的值——这个值规定了线性工作范围，如果输入功率超过这个范围，线性度就会出问题。
三、EVM指标
误差矢量幅度（EVM）是个很关键的指标，它能同时反映系统线性度、噪声基底和相位噪声等信息。所以在设计和调试射频链路时，EVM测量能给出关键参考——几乎所有类型的误差源，像谐波失真、压缩效应、噪声基底、相位噪声这些，都会体现到可测量的EVM值上。
1、什么是EVM？
EVM是个能快速评估系统整体性能的简洁指标，一般用在有数字调制的通信系统里。从定性方面说，它就是星座图里接收符号位置和理想符号位置之间的距离。
本质上，EVM衡量的是符号在星座图上偏离理想位置的程度，而这种偏移可能是由多种系统问题引起的，像非线性效应、谐波失真、噪声系数、相位噪声这些都有可能。
2、哪些因素会影响EVM？
以下将简要讨论通信系统中影响EVM的误差源：
（1）白噪声与EVM
所有通信系统中都存在白噪声。由于白噪声会影响系统的信噪比（SNR），EVM可通过SNR表示为：
EVMWN=-SNR+PAPR+3
SNR为系统信噪比（单位：dB），PAPR为信号峰均比（单位：dB）。需注意，PAPR与调制信号相关。
对于ADC和DAC，上述公式可通过噪声谱密度（NSD）表示为：
EVMWN=NSD+10logBW+PAPR+Pbackoff+3
其中NSD为转换器的噪声谱密度（单位：dBFS/Hz），BW为信号带宽（单位：Hz），Pbackoff为信号峰值功率与转换器满量程范围的差值。高速转换器的NSD通常包含热噪声和量化噪声，因此上述公式反映了热噪声和量化噪声对EVM的共同影响。
这两个公式表明，EVM与信号带宽、PAPR和系统热噪声直接相关。因此，无线通信系统为追求高数据速率，常采用高PAPR和宽带宽的复杂调制方案，但如前所述，这会以EVM恶化为代价！
（2）相位噪声与EVM
系统的相位噪声会直接影响EVM。整体相位噪声由系统中多个时钟源构成，如转换器的采样时钟、频率转换的本振（LO）和参考时钟等。计算相位噪声引起的EVM时，需在信号带宽内对单边带（SSB）相位噪声进行积分。因此，工作在更宽带宽和更高载波频率的系统，更容易因相位噪声导致EVM恶化。关于相位噪声的更多细节，可参考此处……
（3）非线性效应与EVM
系统非线性会产生互调产物，尤其是三阶互调产物可能落入信号带宽内。这些互调产物会干扰载波的幅度和相位，导致EVM失真。用于估算三阶产物引起的EVM的数学公式如下：
EVMlinearity=2Prms–2OIP3+C
其中Prms为信号的均方根功率，OIP3为系统的输出三阶截点，C为0到3dB的常数（取决于调制方案）。显然，OIP3降低会导致EVM升高，而降低Prms可改善EVM——因为更低的信号功率会减少互调产物的功率。
3、利用EVM优化系统性能
系统级性能可通过EVM浴盆曲线（Bath-tub Curve）优化。下图展示了EVM与系统工作功率的关系：在低功率下，EVM主要受噪声基底主导；在高功率下，EVM由系统非线性决定。从浴盆曲线可见，最低EVM下限由非线性、噪声基底和相位噪声等所有系统参数共同决定。因此，EVM是可同时优化所有关键参数的重要工具！
好了，经过这两篇文章梳理，大家应该对发射机设计有了一定的了解，希望这两篇文章能够帮助到大家。
